磁共振成像（MRI）具有分辨率高、安全性好等特点^[1]，是当今众多医疗成像手段当中极具发展前景的一种成像方法.高场MRI是国内外磁共振发展的一个大趋势^[2]，这是因为场强的提升会带来更高的信噪比与分辨率.但是场强越高，比吸收率（SAR）和射频激发非均匀性问题越突出^[3]，严重制约了高场MRI的应用与推广.有研究显示，多种基于多通道射频激发架构的成像方法有望解决这一难题，但目前的多通道激发结构存在的通道间耦合效应会使得射频功率放大器（RFPA）对各发射通道的独立控制能力变差，进而影响并行激发效果^[4-7].功放与线圈紧密结合并调谐的方法被证明能够削弱这种通道间的耦合效应^[8]，Orzada等^[6]设计了一款应用于7 T MRI系统的32通道并行发射，单通道输出功率为1 kW的电流源型近磁RFPA；Chu等^[5]设计了一款应用于3 T MRI系统的500 W超低输出阻抗型RFPA.缩短RFPA与线圈之间的传输距离，在减少线损的同时还能够加强RFPA对线圈的控制能力，减轻对超低输出阻抗、电流源等特殊调谐的不利影响，进而辅助提升发射通道间的去耦性能^{[8, 9]}.因此，采用无磁化设计思路对传统RFPA进行无磁化，并缩短RFPA与射频（RF）线圈之间的距离，具有重要意义.

但这将面临不少困难：一是因为传统的磁共振RFPA使用了大量磁性元件，比如带磁芯的传输线变压器、环行器或者隔离器等^{[4, 6, 9]}；二是RF线圈具有负载效应（即各个成像对象的介电常数、磁导率及线圈放置位置等差异会导致线圈的等效阻抗发生变化），会引起反射问题.传统磁共振RFPA通常使用环形器吸收阻抗失配引起的反射功率，防止反射功率损坏RFPA，如图 1(a)所示；三是如果环形器被禁用，RFPA的线性度性能将因负载失配而变化，即RFPA的输出功率和输出相位等特性会随RF线圈阻抗的变化而变化^{[8, 10]}，这给非线性矫正带来了新的挑战.目前的研究中无磁且能够在扫描间使用的磁共振RFPA的输出功率能力较小（通常低于1 kW），或者在扫描间中适当远离磁体的位置还是串联了环形器，如图 1(b)所示.由图可知，其传输距离缩短不够彻底，依然存在不小的RF传输损耗（约0.93 dB）^[6].

针对上述问题，本文设计了一种应用于5 T MRI系统的输出功率为2 kW的无磁RFPA，通过加强对反射功率的实时监控，使得该RFPA不需要串联环形器即可使用.采取负反馈的设计架构对RFPA的非线性进行矫正，减弱了RFPA性能的负载依赖性.该无磁RFPA的RF输出功率能够以更短的距离进行传输，传输效率得到提高.

5 T MRI的多通道发射系统的单个发射通道一般需要1~2 kW发射功率^[11].为实现可用于构建多通道系统的分布式功放，本文的RFPA设计了三级放大结构，末级选用了2个高驻波耐受^[12]的LDMOS功率管（NXP MRFX1K80N）并联合成，以实现2 kW左右的预期输出功率，如图 2所示.为避免使用磁芯，合成器采用了无磁的集总式威尔金森功分器^[13].为获得更高的直流转射频（DC-RF）效率，末级放大电路设计为AB类工作模式.由于AB类的非线性严重^[14]，为改善大信号工作时的线性度性能，末级放大电路采用了平衡式（推挽输出）放大结构^{[15, 16]}.为及时切断RFPA非工作时段的噪声输出，采用了栅压控制电路，以提高MRI信噪比.通过优化栅压控制电路的电阻电容（RC）时间常数，提高栅压的开关速度，增加了RFPA对窄脉冲序列的适用能力^[17].本文还设计了温度补偿电路来补偿功率管的静态工作点的温度漂移效应，采用了储能电路减轻RFPA脉冲工作时的电源瞬态大电流输出压力.

为了实现RFPA的无磁化，本文加强了RFPA的输出反射保护，设计了无磁巴伦，并针对RFPA输出无环形器的情况进行了非线性化矫正.

在RFPA输出端不接环形器使用时，需要防止RF线圈的阻抗不匹配而形成的反射功率过大并损坏功率管，危害RFPA的设备安全.本文设计了一个工作频率为210.78 MHz±0.5 MHz、耦合度为24.03 dB、隔离度为56.38 dB、方向性大于30 dB的耦合线定向耦合器^[18]，如图 3所示.高方向性的定向耦合器加强了对前向功率与反射功率的区分能力，提高了反射监控电路对反射功率的采集精度.反射监控电路工作时，首先通过ADI公司的射频模拟芯片AD8310将反射功率转换成为电压信号，然后通过基于运算放大器的减法电路和比较器电路，将超限信号发送给RF开关，并关断反射异常状态下的RFPA，如图 4所示.为了捕捉每个突发的异常反射功率信号，采用D触发器对超限信号进行锁存.RFPA反射功率保护启动后，需排除掉故障并发送复位指令后，RFPA才能够继续工作.高方向性的定向耦合器与反射监控电路中D触发器的设置，有效地加强了RFPA反射监控时的准确性与可靠性.本文将反射监控电路的保护阈值设置在60 dBm附近，既避免了RFPA在低负载阻抗失配时的误保护，又确保了RFPA一旦出现极端失配情况能及时切断射频输入，进入保护模式.

传统的磁共振RFPA通常会采用带有磁芯的传输线变压器^[10]充当“平衡-不平衡”转换器，以实现末级放大电路的推挽结构设计.使用磁芯是为了减少传输线的磁通泄漏，增加磁化电感量，降低激励电流.为实现RFPA的无磁化，本文基于同轴线耦合系数高、漏感低的特性，设计了一个无磁芯的1:1巴伦充当“平衡-不平衡”转换器，并利用它对末级放大电路进行了匹配设计.如图 5所示，本文设计的无磁同轴巴伦由两根近乎等长的同轴线构成，一根的内导体和外导体两个绕组构成传输线，通过负载电流；另一根仅使用外导体来充当平衡绕组，只有磁化电流通过.通过对平衡绕组进行调整，改善巴伦的平衡度.根据传输线原理，长度合适短截线可等效为不同大小的电感，同样可以起到磁化电感的作用，也能够抑制激励电流.通过实际测试，兼顾巴伦的效果与尺寸，本文最终选取电长度为工作频率1/8波长左右（8 cm）的同轴线来构建无磁同轴巴伦.另外，在大功率条件下减少器件的传输损耗非常关键^[19]，一般传输损耗源于两部分：一是因失配或者反射引起的无功损耗；二是传输线的导线电阻损耗、介质损耗、磁芯热损耗等.因此，实际电路中还外加了匹配电容C_M，对因平衡绕组或者印制电路板（PCB）的寄生参数造成的失配及反射进行了补偿，降低无磁巴伦的传输损耗.

临床成像需求要求磁共振RFPA具备高线性度^[20]，一般要求RFPA的增益非线性（增益的波动） < 1 dB@40 dB动态输入范围，相位非线性（插入相位的波动） < 10˚@40 dB动态输入范围^[9].传统磁共振RFPA中常使用预失真的方法来实现这一目标.预失真属于信号单向流动的控制系统，针对固定不变的非线性（固定负载阻抗）矫正具有优异的效果.但是，它对因发射线圈负载效应（线圈等效阻抗发生变化）引起的RFPA的非线性变化并无识别作用，存在失效的风险.而负反馈属于信号双向流动的闭环控制系统，对输出具有识别与矫正作用^[21].即使RFPA的非线性发生变化，反馈环路也能够实现增益、相位的自动调节，将其输出尽可能地矫正到预期响应.另外，因为临床与科研的脉冲序列需求不断地提高^{[22, 23]}，RFPA输出响应的快速性与准确性变得更加重要.采用模拟化的负反馈方案比数字化的能够带来更大的控制带宽，获得更快的动态响应.因此，本文采取了模拟负反馈的方案对RFPA的非线性进行矫正.

本文所设计的模拟负反馈系统包含增益控制环路和相位控制环路.先对输入、输出RF信号的幅度与相位信息进行比较，并获得误差信号.再通过高速运算放大器所设计的差分电路、减法电路将误差信号调理后传输到压控衰减器、压控移相器，从而完成对RFPA的增益与插入相位的自动调整，实现对RFPA的非线性矫正.其中，RF信号的幅度检测采用AD8310的包络对数检波实现，相位检测采用AD8302的相位差分检测实现.RF输入信号采用电阻功分器进行信号分流，一路输入RFPA，一路输入自动控制环路.而RF输出信号要先通过定向耦合器和衰减器，再经过电阻功分器信号分流，将其幅度与相位信息分别输入自动控制环路，整体框架如图 6所示.以增益控制环路为例，解释了负反馈对因线圈负载效应而引起的RFPA线性度性能恶化的矫正原理.$ {V_{{\text{in}}}} $为RFPA的RF输入幅度，$ {a_1} $为功放输入端到压控衰减器输入端的电压传输系数，$ {b_1} $为功放输入端到增益环路误差电路正输入端的电压传输系数，$ {V_{{\text{out}}}} $为RF输出幅度，$ {a_2} $为功放RF放大电路的放大系数，$ {b_2} $为功放输出端到增益环路误差电路负输入端的电压传输系数.

设压控衰减器的电压传输系数（ATT）为：

(1)$ ATT = Att({V_{ae0}}) + K*{V_{ae}} $

(1) 式中Att表示以电压为自变量的压控衰减函数，$ {V_{ae0}} $为中心点电压，由$ {V_{{\text{Ref1}}}} $决定，$ {V_{ae}} $为增益环路误差电路输出的误差电压，K为压控衰减器线性化的压控灵敏度（dB/V）.

(2)$ {V}_{ae}=F(s)[\mathrm{lg}({b}_{2}*{V}_{\text{out}})-\mathrm{lg}({b}_{1}*{V}_{\text{in}})]=F(s)[\mathrm{lg}({b}_{2})-\mathrm{lg}({b}_{1})+\mathrm{lg}（{V}_{\text{out}})-\mathrm{lg}({V}_{\text{in}})] $

(2) 式中$ F(s) $为增益环路误差电路的误差传递函数.

压控衰减器的输入—输出关系为：

(3)$ \lg ({a_2}*{V_{{\text{out}}}}) - \lg ({a_1}*{V_{{\text{in}}}}) = ATT = Att({V_{ae0}}) + K*{V_{ae}} $

(4)$ \lg ({a_2}) - \lg ({a_1}) + \lg ({V_{{\text{out}}}}) - \lg ({V_{{\text{in}}}}) = Att({V_{ae0}}) + K*{V_{ae}} $

将(2)式代入(4)式，得到：

(5)$ \lg ({a_2}) - \lg ({a_1}) + \lg ({V_{{\text{out}}}}) - \lg ({V_{{\text{in}}}}) = Att({V_{ae0}}) + K*F(s)[\lg ({b_2}) - \lg ({b_1}) + \lg ({V_{{\text{out}}}}) - \lg ({V_{{\text{in}}}})] $

(6)$ \lg ({V_{{\text{out}}}}) - \lg ({V_{{\text{in}}}}) = \frac{1}{{1 - K*F(s)}}[Att({V_{ae0}}) + \lg ({a_1}) - \lg ({a_2})] + \frac{{K*F(s)}}{{1 - K*F(s)}}[\lg ({b_2}) - \lg ({b_1})] $

将环路平衡条件（$ {V_{ae}} = 0 $）代入(2)式和(4)式，得到：

(7)$ {G_{{\text{c}}0}} = \lg ({V_{{\text{out}}0}}) - \lg ({V_{{\text{in}}0}}) = \lg ({b_1}) - \lg ({b_2}) $

(8)$ {G_{{\text{c}}0}} = \lg ({V_{{\text{out}}0}}) - \lg ({V_{{\text{in}}0}}) = Att({V_{ae0}}) + \lg ({a_1}) - \lg ({a_{20}}) $

$ {G_{{\text{c}}0}} $为环路的初始闭环增益，$ \lg ({a_{20}}) $为功放RF放大电路的初始放大系数.

包含增益压缩等放大状态的放大器开环增益可表示为：

(9)$ \lg ({a_2}) = \lg ({a_{20}}) + \Delta \lg ({a_2}) = - {G_{{\text{o}}0}} - \Delta {G_{\text{o}}} $

(9) 式中$ \Delta {G_{\text{o}}} $为放大器开环增益偏离开环中心增益$ {G_{{\text{o}}0}} $的值，其中$ {G_{{\text{o}}0}} = - \lg ({a_{20}}) $，$ \Delta {G_{\text{o}}} = - \Delta \lg ({a_2}) $.

由(6)、(7)、(8)和(9)式可得闭环增益：

(10)$ \begin{array}{l} {G_{\text{c}}} = \lg ({V_{{\text{out}}}}) - \lg ({V_{{\text{in}}}}) \hfill \\ \;\;\;\;\; = \frac{1}{{1 - K*F(s)}}[Att({V_{ae0}}) + \lg ({{\text{a}}_1}) - \lg ({a_{20}}) - \Delta \lg ({a_2})] + \frac{{K*F(s)}}{{1 - K*F(s)}}[\lg ({b_2}) - \lg ({b_1})] \hfill \\ \end{array} $

(11)$ {G_{\text{c}}} = \frac{1}{{1 - K*F(s)}}[\lg ({{\text{b}}_1}) - \lg ({b_2}) + \Delta {G_{\text{o}}}] + \frac{{K*F(s)}}{{1 - K*F(s)}}[\lg ({b_2}) - \lg ({b_1})] $

(12)$ {G_{\text{c}}} = [\lg ({b_1}) - \lg ({b_2})] + \frac{1}{{1 - K*F(s)}}*\Delta {G_{\text{o}}} = {G_{{\text{c}}0}} + \frac{1}{{1 - K*F(s)}}*\Delta {G_{\text{o}}} $

由(12)式可见：当增益控制环路闭合后，闭环增益由两项构成：第一项代表环路的稳态目标增益，第二项代表由于开环增益（$ {G_{\text{o}}} $）变化产生的稳态增益误差.无论是当负载匹配时RFPA的固定非线性，还是由负载失配引起的RFPA非线性变化，均可由开环增益变化量（$ \Delta {G_{\text{o}}} $）代表.当增益控制环路工作时，开环增益波动$ \Delta {G_{\text{o}}} $小于8 dB，压控衰减器的压控灵敏度K = −10 dB/V，运放差分放大约30倍，AD8310的功率电压转换比为0.024 V/dBm，则增益环路误差电路的差分增益$ F(s) $= 30*0.024 V/dB.闭环增益变化量$ \Delta {G_{\text{c}}} $为开环增益变化量$ \Delta {G_{\text{o}}} $的$ 1/[1 - K*F(s)] $倍，当$ \Delta {G_{\text{o}}} = $8 dB时，可以得到RFPA的闭环增益波动为：

(13)$ \Delta {G_{\text{c}}} = \frac{1}{{1 - K*F(s)}}*\Delta {G_{\text{o}}} = \frac{1}{{1 - ( - 10)*(30*0.024)}}*8 \approx 0.9756{\text{ dB}} $

因此，当增益控制环路生效后，可以使得RFPA增益非线性可以得到很好的改善.相位控制环路的工作机制同理.另外，根据自动控制理论^[21]，环路增益越高，剩余误差会越小，所以可以适当加大$ F(s) $来获得非线性补偿效果的提升，但是需要保证控制环路的相位裕量不低于45˚，保证控制环路的稳定性.

设计完成的RFPA整机实物如图 7所示，未包含任何磁性部件，机箱、水冷板等都采用铝质材料.使用Keysight公司E5080A型矢量网络分析仪、ROHDE & SCHWARZ公司FSV3-3.6G型频谱仪、Tektronic公司MSO545-BW-1000型示波器和上海华湘公司DTS2000-30dB-2G型大功率衰减器等设备对自主研制的RFPA进行了性能测试.

采用矢量网络分析仪对所制作的同轴无磁巴伦（1:1阻抗转换，50 Ω）进行了性能测试，测试结果如图 8所示.巴伦的输入端口（端口1）到两个输出端口（端口2和端口3）的幅度不平衡度为0.23 dB，相位差为180.67˚，实现了将不平衡端的单端信号转换成为平衡端的等幅反相信号的作用.测试中由于网络分析仪的端口阻抗均为50 Ω，所以S21与S31无法直接反映巴伦的插损.于是利用实测的三端口散射参数（S3P）进行仿真计算，得到无磁巴伦的实际插损在0.28 dB左右.

在进行负载失配测试前，需验证RFPA的反射监控电路的有效性，避免反射功率损坏运行中的设备.高场MRI正常运行过程中，负载线圈的阻抗大约为10~200 Ω^[9]，反射功率最大为额定输出功率的45%左右.如图 9所示，本文通过功分器一路给反射保护电路输入反射功率，一路输入示波器用于观察.使用网分的PowerSweep功能逐渐调大最大的反射功率值，并从同时在示波器上观察.当刚好出现超限保护信号时，输入到反射监控电路的最大功率为−3.6 dBm.定向耦合器耦合度为24.03 dB，固定衰减器的衰减度为40 dB，因此RFPA的反射监控电路的保护阈值为−3.6+40+24.03 = 60.43 dBm（55.2%的额定输出功率）.之后进行了大功率反射测试，功放在反射过大时会进入保护状态且不会损坏.由于所设置的保护阈值高于正常操作过程中射频发射线圈阻抗变化所可能带来的反射功率值，所以可以避免功放频繁触发保护的情况.

如图 10所示，通过在RFPA的输出端口处（大功率衰减器前）串联一个电感或者并联一个电容来模拟负载失配的情况，模拟测试了当RFPA输出端不接环形器时，面对负载失配情况的线性度性能恶化情况.图 11比较了面对不同程度的负载失配时，RFPA分别使用负反馈与预失真非线性矫正方案的线性度性能.当负载匹配时（反射系数Г=0），负反馈与预失真方案测试的最大输出功率都为63 dBm.为方便对比，绘图进行了归一化处理.可以观察到，采用自研的模拟负反馈方案时，RFPA面对负载失配时性能表现更佳.即使负载失配到反射系数Г=0.5时，采用负反馈方案的RFPA增益非线性（增益波动范围）也始终满足MRI需求（< 1 dB@40 dB动态输入范围）.而采用预失真方案的RFPA增益非线性会随着负载失配而快速恶化，当负载失配到反射系数Г=0.5时，出现了RFPA增益非线性 > 2 dB@25 dB动态输入范围的情况.两种方案的RFPA相位非线性对比也表现出与增益非线性类似的结果.由于负载失配程度的增加会加剧偏离功率管的最佳功率阻抗匹配点，所以必然会导致RFPA的输出功率能力下降，表现为负载失配越严重，整体增益越低的现象.但是采用自研的模拟负反馈方案时，增益的基线（增益的平均值）跌落会相对更缓慢一些，所以效果也更好.而RFPA增益的基线的跌落，可通过自动检测并微调谱仪输出的激发信号功率进行补偿.

除了RFPA输出功率、线性度外，还使用频谱仪与示波器测试了射频功放的谐波、噪声、开关速度等关键性能指标.部分测试结果如图 12所示.

表 1为RFPA整机性能测试与商用1.5 T功放Analogic AN8120的对比结果.各项性能指标的测试结果说明本文自主研制的5 T磁共振RFPA无磁后具备平坦度好、线性度高、上升和下降时间短、谐波小、噪声低的特点.并且在不接环形器使用时具有过反射自我保护能力，抗负载失配能力强，达到了设计要求.

本文设计与实现了一种可以不接环形器并在扫描间使用的5 T磁共振RFPA.通过加强对反射功率的监控，采用模拟负反馈方案，使得所研制的RFPA面对线圈负载效应时具有更强的适应能力，能够在反射系数Г < 0.5的负载下安全运行，并且线性度性能始终满足MRI需求（40 dB动态输入范围，增益线性度≤1 dB，相位线性度≤10˚）.通过实验室测试，该RFPA的基本性能未因无磁化而下降，验证了整体设计的可行性.